同步Buck Nmos损耗分析

1. 高侧 NMOS 开通Vgs四阶段高侧为硬开关开通前 SW 被低侧体二极管钳位在约 −Vf所以 Vds≈VinVf。阶段 1VgsVth​截止驱动电流给 CgsCgd充电Vgs从 0 升到 Vth。此时 id≈0Vds​保持高。近似时间t1​≈Rg*​Ciss*​lnVdrv ​/​Vdrv​​-Vth其中 Ciss 随 Vds​ 变化。此阶段损耗很小。阶段 2VthVgsVpl电流上升Vgs​ 超过阈值沟道开启id≈gm(Vgs−Vth)电流从 0 上升到 IL。Vds​ 仍约 VinVf​。当 idIL​ 时Vgs 达到米勒平台电压Vpl≈VthIL / gm时间用栅极电荷更实用tri ​≈ Ig,on / ​Qgs2​​Ig,on ​≈ Vdrv​−Vpl / Rg​​其中 Qgs2是从 Vth到 Vpl的栅极电荷。开通电流上升损耗Eon,ri​ ≈ 1/2 * (Vin​Vf​) * IL * ​tri​此时损耗由Vds电感平均电流以及Vth到 Vpl的所需栅极电荷有关系但在电路中无法改变Vds和电感平均电流所有只能增强驱动能力或者选择降低 Qgs2小的mos来减少这阶段的损耗。在阶段 2 结束时高侧电流刚好达到 IL​低侧体二极管电流降到 0。此时低侧体二极管电流为零立即从导通变为截止。它不再续流也不再钳位 SW 节点。低侧 MOSFET仍然关断因为 Vgs,LS0它本来就在死区后保持关断。SW 节点不再被低侧体二极管钳在 −Vf开始可以自由上升。阶段 3米勒平台VgsVplVds 下降id​ 已达 IL​Vgs​ 被钳位在 Vpl​。驱动电流几乎全部流过 CgdCgd​ 两端电压是 VgdVgs−Vds给Cgd充电会使Vds下降使 Vds​ 从 VinVf 降到 0。Vgs​ 波形出现平坦段。时间tfv ≈ Qgd / Ig,on电压下降损耗Eon,fv​ ≈ 1/2 * ​(Vin​Vf​) * IL * ​tfv​这个阶段也只能增强驱动能力和mos选型来减少损耗。阶段 4VgsVpl进入欧姆区Vds已接近 0Vgs​ 从 Vpl 继续升到 Vdrv​沟道电阻降到 Rds(on)​。此阶段损耗小。那为什么会出现米勒平台为什么在阶段2电流从 0 上升到 IL时Vgs 刚好达到米勒平台电压呢因为阶段 2 中高侧 NMOS 仍工作在饱和区漏极电流近似由 Vgs 决定id​≈gm​(Vgs​−Vth​)电流要从 0 上升到 IL​ 的那Vgs​ 也必须从 Vth上升到能支撑 IL的值。这个值就是米勒平台电压Vpl ​≈ Vth​ IL​​ / gm而米勒平台的具体原因如下阶段 2 中Vgs 升到 Vpl≈VthIL/gm沟道电流刚好达到 IL​。在阶段 2 结束时id 已经升到了 IL。此时如果驱动电路试图让 Vgs​ 继续升高根据 MOSFET 的饱和区公式id≈gm(Vgs−Vth) id​ 就会试图变得比 IL更大但电感电流不能突变所以 id 不能再增大。因此 Vgs​ 不能继续升高只能被钳在 Vpl 附近。驱动电路仍在输出栅极电流 Ig​。栅极电流的分配是因为 dVgs / dt ≈ 0所以由于 Ig0驱动电流流入栅极所以dVds​​ / dt 0即 Vds​ 必须下降。其中 VgdVgs−Vds。在阶段 3Vds​ 正在快速下降dVds​​ / dt 是个很大的负值。这导致 Vgd 必须快速上升dVgd​​ / dt 很大。于是Cgd 像一个“黑洞”把驱动电路提供的 Ig​几乎全部吸走用来完成 Vds​ 的下降。既然 Ig都被 Cgd​ 抢走了留给 Cgs​ 的电流就几乎为零。没有电流给 Cgs 充电Vgs​ 自然就升不上去了只能停在 Vpl附近。这就是米勒平台。在一些驱动能力较弱的芯片上甚至会在米勒平台出现较大的下冲电压。从驱动供能角度说驱动电流给 Cgd​ 充电使 VgdVgs−Vds​ 增大因为 Vgs​ 被钳住所以 Vds只能下降。从电感约束角度说电感电流不能增大所以 Vgs​ 升不上去驱动电流没地方去只能去给 Cgd 充电于是迫使 Vds​ 下降Vds​ 的快速下降导致Vgd 必须快速上升导致Cgd需要快速充电而电容两端电压不能突变Ig驱动能力不足时在米勒平台可能出现Vgs电压跌落的波形。2. 高侧 NMOS 关断Vgs 下降四阶段关断时驱动电流ig​ Vgs​−Vneg​​/ Rg阶段 1VgsVplVds​ 仍低Vgs 从 Vdrv 下降到 Vplid ≈ IL Vds相较于Vgs下降前是有一点增大但依旧比较小这里依旧认为Vds ≈ 0mos位于临界区Vds增大便会进入id IL的饱和区该阶段损耗很小。阶段 2米勒平台VgsVplVds​ 上升Vgs​ 钳位在 Vpl​Cgd​ 被充电Vds​ 从 0 升到 VinVf。时间关断电压上升损耗阶段2中Vgs​ 钳位在 Vpl​被钳位依旧是因为电感电流不能突变此时sw点的电压大于-Vf下管的体二极管无法形成续流Vgs刚好可以维持IL的电流因为电流不能变因此被钳位。由可知Vgs被钳位后Ig只能给Cgd放电因此Vgd以dVgd / dt Ig / Cgd速度减小Vgs不变由VgdVgs−Vds​得Vds必须增大直到VinVf。阶段 3VplVgsVth​电流下降Vds​ 已达 VinVf​id 从 IL​ 降到 0。时间tfi​ ≈ ​Qgs2​ / Ig,off电流下降损耗Eoff,fi ​≈ 1/2 * ​(Vin​Vf​) * IL * ​tfi​阶段 4VgsVth完全截止Vgs​ 继续下降到 Vneg沟道关断电流转入低侧体二极管。3. 低侧 NMOS 的 VgsVgs​ 变化低侧为同步整流管开通前死区中其体二极管已导通Vds,LS ≈ −Vf。低侧开通Vgs​ 从 0 上升超过 Vth​ 后沟道导通电流从体二极管转移到沟道。由于 Vds​ 只有 −Vf​MOSFET 不经过饱和区没有明显米勒平台Vgs 直接升到 Vdrv。开通损耗低侧关断Vgs​ 从 Vdrv​ 下降到 Vth沟道电流减小剩余电流转入体二极管。Vds​ 从约 0 变到 −Vf​变化很小因此关断损耗也很小低侧主要损耗仍是导通损耗、死区体二极管损耗和 Qrr。4.总损耗开关损耗中的时间项现在由 VgsVgs​ 和驱动参数决定其中因此高侧开关损耗可写成栅极驱动损耗若同一驱动电压总 MOSFET 损耗仍为符号含义物理来源大致计算PMOSMOSFET 总损耗上下管所有损耗之和各项相加Pcond,HS高侧管导通损耗高侧 NMOS 导通时流过电流产生 I2R 损耗Rds(on),HS⋅IHS,rms2Pcond,LS低侧管导通损耗低侧 NMOS 导通时流过电流产生 I2R 损耗Rds(on),LS⋅ILS,rms2Psw,HS高侧管开关损耗高侧管硬开关开通/关断时 Vds 与 Id​ 交叠fsw(Eon,HSEoff,HS)与 Vin​、IL​、Qgd​、驱动电流有关Psw,LS低侧管开关损耗低侧管开通前体二极管已导通Vds​ 很小开关损耗通常很小fsw(Eon,LSEoff,LS)一般可忽略Pdead死区体二极管导通损耗死区期间电感电流走低侧体二极管产生正向压降损耗VfIL(td1td2)fswPrr低侧体二极管反向恢复损耗高侧开通时低侧体二极管被强制反偏产生反向恢复电荷 Qrr​QrrVinfswPCoss输出电容 Coss 损耗开关过程中 Coss 充放电能量在沟道中耗散用 Eoss​ 曲线fsw[Eoss,HS(Vin)Eoss,LS(Vin)]Pgate​栅极驱动损耗驱动电路给栅极电容充放电fsw(Qg,HSVgs,HSQg,LSVgs,LS)但其中 Psw,HS、Psw,LS 的时间参数必须由 Vgs​ 波形和栅极电荷决定。5.如何降低损耗损耗项最有效改善措施代价/注意导通损耗低 Rds(on)、提高 Vgs​、多相、散热可能增加 Qg、Coss高侧开关损耗低 Qgd、强驱动、负压关断、降频过快导致 EMI、振铃死区损耗缩短死区、并联肖特基死区过短有直通风险反向恢复并联肖特基、低 QrrQrr​ 器件、缩短死区肖特基增加成本CossCoss​ 损耗低 Eoss、软开关、降频软开关实现复杂栅极损耗低 Qg、降频降驱动电压会增导通损耗整体优化 fsw 和电感、多相、好布局散热需全局折中